Generalitati asupra convertoarelor statice de putere

Definitii. Clasificare. Loc

       Convertoarele statice de putere sunt echipamente statice complexe intercalate între sursa de energie si receptor, având rolul de a modifica parametrii energiei furnizate de sursa (valoare, forma, frecventa a tensiunii) tinând cont de cerintele impuse de receptor.
       Convertoarele pot fi de asemenea montate între doua surse de energie pentru a face posibila functionarea simultana a acestora. Convertorul static are rol de receptor din punct de vedere al sursei de energie si rol de sursa de energie din punct de vedere al sarcinii.
       Partea de putere a convertorului este realizata cu dispozitive semiconductoare de putere comandabile (tiristoare, tranzistoare) si/sau necomandabile (diode). Aceste dispozitive functionând în regim de comutatie, au rolul unor întrerupatoare, deci rezulta un regim permanent format dintr-o succesiune periodica de regimuri tranzitorii.
       Închiderea si deschiderea succesiva a acestor întrerupatoare se face dupa o logica impusa de principiul de functionare a convertorului. Aceasta logica este asigurata de schema electronica de comanda. Toate convertoarele contin deci o parte de putere (forta) si o parte de comanda.
       Convertoarele asigura conversia unor cantitati importante de energie. Aceasta impune ca, principalul lor criteriu de dimensionare sa fie randamentul. Acest fapt determina diferente între electronica de putere si electronica de semnal, unde scopul principal este obtinerea unui semnal de iesire fidel.
       Clasificarea convertoarelor statice de putere se poate face, în principal, dupa doua criterii:
1) tipul marimii electrice la intrarea si la iesirea convertorului
2) tipul de comutatie
       Dupa primul criteriu se disting:
       -redresoarele - sunt convertoare alternativ continuu.
Fluxul de energie este orientat de la partea de curent alternativ la partea de curent continuu.
       -variatoarele de tensiune alternativa -sunt convertoare alternativ-alternativ.
Fluxul de energie este orientat de la partea de curent alternativ a intrarii spre partea de curent alternativ a iesirii. Frecventa tensiunii de iesire este aceeasi cu cea a tensiunii de intrare, dar valoarea sa efectiva poate fi modificata.
       -cicloconvertoarele - sunt convertoare alternativ-alternativ.
Fluxul de energie este orientat de la partea de curent alternativ a intrarii la partea de curent alternativ a iesirii, dar frecventa tensiunii de iesire poate fi modificata în raport cu cea a tensiunii de intrare, ca si valoarea sa efectiva.
       -chopperele - sunt convertoare curent continuu-continuu.
Fluxul de energie este orientat dinspre partea de curent continuu a intrarii la partea de curent continuu a iesirii. Tensiunea de iesire este reglabila.
       -invertoarele autonome- sunt convertoare curent continuu-alternativ.
Fluxul de energie este orientat de la partea de curent continuu a intrarii la partea de curent alternativ. La iesire gasim una sau mai multe tensiuni alternative reglabile ca valoarea efectiva si ca frecventa.
              În plus conversia continuu-continuu si conversia alternativ-alternativ sunt posibile cu ajutorul convertoarelor cu o structura mai complexa, numite ²cu faza intermediara de conversie².
       În acest caz:
-convertorul continuu-continuu contine un invertor autonom, un circuit intermediar de tensiune alternativa si un redresor;
-convertorul alternativ-alternativ contine un redresor, un circuit intermediar de tensiune sau de curent continuu si un invertor autonom.
       Dupa al doilea criteriu distingem:
-convertoare cu comutatie naturala;
-convertoare cu comutatie comandata.

Fig 1.1. Posibilitatile de conversie a energiei electrice prin intermediul convertoarelor statice de putere

       Prin comutatie se întelege trecerea succesiva a curentului de la o cale de curent la alta cale de curent a partii de putere.
       Prin definitie, o cale de curent contine un singur întreruptor (un singur dispozitiv conductor de putere). Pentru comutarea în starea închis si deschis, un întreruptor trebuie sa aiba aplicata la bornele sale o tensiune convenabila. Aceasta tensiune este numita ²tensiune de comutatie². Daca aceasta tensiune este disponibila în cadrul partii de putere se spune ca avem un convertor cu comutatie ²naturala²; daca nu, ea trebuie creata si aplicata la momente determinate de timp. În acest caz avem o comutatie ²comandata².
       Pentru tiristoarele normale, comutatia comandata se numeste ²fortata² deoarece blocarea unui asemenea dispozitiv se face prin intermediul unui circuit auxiliar de blocaj; el este pus în functiune într-un moment convenabil de catre circuitul de comanda.
       Redresoarele, variatoarele de tensiune alternativa si cicloconvertoarele sunt convertoare cu comutatie ²naturala², deoarece tensiunea de comutatie se gaseste în partea de forta creata de reteaua alternativa. Blocajul tiristoarelor sau diodelor în convertoarele cu comutatie naturala se face la trecerea naturala prin zero a curentului care le strabate.
       Chopperele si invertoarele autonome sunt convertoare cu comutatie ²comandata².
       Aplicatiile convertoarelor statice de putere apartin preponderent mediului industrial deoarece permit receptoarelor sa primeasca energie sub forma cea mai convenabila, deci sa functioneze cu randament optim. În stadiul actual, mai mult 60% din energia produsa este vehiculata de convertoarele statice si procentul va creste sensibil catre anii 2000.
       Cercetarile asupra dezvoltarii convertoarelor se fac în doua directii:
-cresterea puterii pe unitatea de volum
-micsorarea gabaritelor si a costurilor
       Progresele tehnicii bazate pe convertoare statice de putere sunt legate de progresele industriei dispozitivelor semiconductoare de putere, care a reusit în ultimii ani sa produca dispozitive având caracteristici nominale si fiabilitate din ce în ce mai ridicate.

       Convertizoare statice (Mutatoare) - echipament ce transforma energia electrica de anumiti parametri ( numarul de faze n_i, tensiunea de faza f_i) in energie de alti parametri. Sunt costruite cu dispozitive electrice de putere care sunt structuri electronice ce permit modularea fluxului energetic in interiorul convertizorului (diode de putere, tranzistoare bipolare de putere - PBJT, tiristoare - SCR, tiristoare cu blocare pe poarta - GTO, tranzistoare de putere MOSFET, IGBT - cel mai performant tranzistor bipolar cu grila izolata, MOS - cel mai mare tiristor controlat prin tranzistor).
       Covertizoare statice
       Clasificare
1) dupa directia de circulatie prin ele:
· unidirectionale: presupun circulatia puterii intr-un singur sens
· bidirectionale: presupun circulatia energiei in ambele sensuri
       Redresor - este un convertor ce are la intrare marimi alternative si la iesire marimi continue.
2) dupa tipul marimilor de intrare si iesire
· convertizoare c.a. - c.c.(redresorul)
· convertizoare c.c. - c.c. (convertizoare coboratoare, ridicatoare, coboratoare- ridicatoare, chopper - convertor cc - cc de mare putere)
· convertizoare c.c. - c.a. (invertoare: IGBT si microprocesoarele)
· convertizoare c.a. - c.a. - cu circuit intermediar de c.c. (covertoare indirecte) sau fara circuit intermediar de c.c. (directe): variatoare de tensiune alternativa si cicloconvertoarele.
3) Dupa comuatatie si frecventa de lucru

       Comutatie - este fenomenul de trecere a conductiei dintr-un dispozitiv semiconductor in altul sau fenomenul de intrare si iesire din conductie a unui dispozitiv de semiconductie.
· Cu comutatie naturala: f=50Hz (frecventa redusa) are loc atunci cand iesirea se face in mod natural si frecventa de lucru este dictata de frecventa retelei de alimentare (redresorul)
· Cu comutatie fortata: iesirea din conductie a dispozitivului semiconductor de putere se face la un moment comandat de dispozitiv, f>>; f~kHz

       Domenii de utilizare:
- domeniul casnic: - sursa computerului, sursa de alimentare in toate echipamentele casnice, aspiratoare, frigidere, instalatii de aer conditionat.
- domeniul industrial: masini unelte, ventilatii
- alte aplicatii: transporturi

Dioda de putere. Strapungerea diodelor. Timp de comutare.

Simbolizare:

Structura: dioda de putere este formata din trei straturi:
1) primul strat are un nivel de dopare mai mare: 10¹⁹ impuritati/ cm³ (substrat)
2) al doilea strat intermediar cu nivel de dopare mai redus 10¹⁴ impuritati/ cm³ (zona sau regim de drift)
3) 10¹⁹ impuritati/ cm³ = Na
Na - densitatea de dopare cu impuritati acceptoare
Nd - densitatea de dopare cu impuritati donoare
+ - gol (lipsa unui e^- in structura)

       Examinand modul in care se extinde zona de sarcina spatiala (in care nu exista purtatori mobili) observam ca aceasta zona se extinde mai mult in zona de tip n^- (regiunea de drift). Acesta largime, Wn, este cu atât mai mare cu cat tensiunea electrica aplicata diodei este mare.
- latimea fizica aplicata barierei de potential.

Polarizare directa (dioda conduce):

Polarizare inversa:
- latimea fizica aplicata barierei de potential.

e - permitivitatea electrica a materialului
q - sarcina e^-
VB - tensiunea echivalenta a barierei de potential
Nd<<Na

       Putem spune ca largimea fizica a barierei de potential, W₀, este proportionala cu tensiunea aplicata invers pe dioda: cu cat tensiune inversa a diodei va fi mai mare cu atât W₀ va fi mai extinsa rezulta ca diodele de putere au tensiunea inversa mult mai mare (sute sau mii de V).
       Cu ajutorul relatiei (*) se poate aproxima tensiunea inversa la care o dioda se strapunge:

E_cr - camp electric critic
V_BR - tensiune inversa de strapungere

Caracteristica curent - tensiune a diodei de putere:

V_BR - tensiune inversa de strapungere
i_rr - curent invers prin dioda
       In cadranul I caracteristica este aproximativ liniara pentru u<Vp; caracterul liniar este dat de pierderile rezistive din zona de drift. Exemplu: largimea zonei de drift pentru 1000 V este egala cu 100 mm pentru p⁺ egal cu 10 mm.

       Strapungerea diodei are loc cand dioda este polarizata invers cu o tensiune foarte mare.
Mecanisme

1) prin avalansa (ionizare prin soc) - apare atunci cand sub actiunea campului electric extern, mare, sarcinile mobile obtin o energie cinetica suficient de mare astfel incat ciocnindu-se de nodurile retelei cristaline produc fenomenul de ionizare adica de smulgere a unui electron si transformarea acestuia in electron liber E_cr = 300mii V/ cm³.

2) Prin patrundere campul electric nu este foarte mare insa largimea lui Wn este atât de mare incat ocupa toata zona En: Wn=En. Diodele se realizeaza astfel incat strapungerea prin patrundere sa nu aiba loc.

3) Strapungere Zener se bazeaza pe efectul Zener: trecrea unui electron din banda de valenta in banda de conductie sub actiunea campului electric extern.
       In zona de strapungere dioda redresoare nu functioneaza. Zona de strapungere este folosita la dioda Zener.
Polarizarea diodei Zener:

Dz - stabilizator parametric de tensiune (mentine constanta tensiunea)
_VZ - coeficient de variatie cu temperatura;
Pentru diodele Zener ce au:
· Vz>8 V, _VZ>0
· Vz<5 V, _VZ<0

DT - diferenta de temperatura.

Timp de comutare:

· diode de putere lente (diode redresoare pentru frecventa mica de lucru); t_rr= µs
· diode de polarizare rapide (se folosesc la convertizoare cu comutare fortata cu frecventa mare); t_rr= ns
       Exista doua modalitati de lucru cu un dispozitiv electronic:
1) functionarea dispozitivului astfel incat pe acesta exista caderi de tensiune; dispozitive electronice de putere in convertizoare statice in special cand frecventa de lucru este mare nu functioneaza in zona liniara ci numai in cele doua stari: fie in conductie fie intrerupte;
2) functionarea in comutatie: cu cat timpul de comutare (de trecere din conductie in blocare si invers) este mai redus cu atât puterea in convertizoarele statice este mai mica.
       Se considera schema de polarizare a unei diode redresoare:

K - trece din pozitia 1 in pozitia 2
Pozitia 1 - conductie
I_rr - curent invers prin dioda pe durata blocarii
       Pe durata 0 - t1 tensiunea scade, iar pe t1 - t2 se restabilesc posibilitatile de blocare
0 - t1=timp de stocare (t_s)
t1- t2=timp de tranzitie

Apare intr-un convertor mai complex:
T - intrerupator
- suprasolicita invers dioda(trebuie micsorata):
       Se conecteaza in paralel cu dioda o retea de protectie:
       Capacitatea de calcul:
       Cand tensiunile nu sunt foarte mari Rs poate disparea.

       Largimea zonei de drift influenteaza puterea tranzistorului.
       Caracteristici:
- sunt tranzistoare bipolare de putere de joasa frecventa (frecvente mai mici de sute de kHz);
- sunt tranzistoare bipolare de putere de înalta frecventa (de ordinul MHz).
       Curenti de ordinul 1÷15A, cu V_CE < 250V.
       Curenti de ordinul 10÷40A, cu V_CE de ordinul zecilor de volti, tranzistoare bipolare de putere care au curenti mari se folosesc în scheme în paralel.
       Factorul de amplificare în curent este . Pentru cresterea curentului se pot conecta în paralel si pentru cresterea tensiunii maxime la care sunt utilizate se conecteaza în paralel. Presupunem ca:

rezulta ca un ranzistor bipolar de putere are nevoie de un curent mare in baza; circiutul care va comanda tranzistorul trebuie sa asigure disiparea corespunzatoare pentru un curent mare.
       Tranzistoarele bipolare de putere poate fi sub forma unui singur tranzistor sau în configuratie Darlington într-un chip (monolitic Darlington MD).

       Rolul diodelor D₁ si D₂ este urmatorul: la comanda MD cu un curent pozitiv prin B intra tranzistorul D în conductie, apoi întra în conductie tranzistorul M. Dioda D₁ are rolul blocarii tranzistorului M, asigurând o cale de a extrage sarcinile din baza tranzistorului M. Dioda D₂ protejeaza tranzistorul M din schema Darlington monolitic la tensiuni U_cc inverse mari.
       Exemplu: în scheme de convertoare în punte

Caracteristicile unui tranzistor bipolar

       Rezistenta interna a tranzistorului poate fi scrisa cu relatia:

       În zona blocata, la o tensiune colector-emitor U_CE exista un curent mic în colector I_C. În zona de saturatie care se obtine prin marirea curentului de baza I_B, va curge un curent mare în colector I_C, chiar la o tensiune mica U_CE. În regim de comutatie între punctele de conectare 1 si 2, timpul trebuie sa fie cât mai mic. U_CE0 este tensiunea la care tranzistorul bipolar se strapunge având baza în aer.
       Pentru tranzistoarele bipolare, punctele de functionare se aleg în zona de saturatie deoarece pierderile în conductie sunt mai mici.
       Spunem ca punctul de functionare A este în zona de saturatie profunda si punctul de functionare B este în zona de saturatie incipienta, iar C si D functioneaza în zona liniara.
       Atunci când tranzistorul T este polarizat invers, la nivelul jonctiunii baza-emitor curentul I_C este apropiat de zero pâna când U_CE atinge o valoare mare.
       Atunci când la polarizare directa, curentul prin tranzistor creste necontrolat, la nivelul structurii apar puncte fierbinti. Daca aceasta crestere se realizeaza un timp foarte scurt, materialul nu se topeste, iar când curentul scade, materialul se recristalizeaza.
       Daca nu actioneaza protectia, curentul creste în continuare dar scade tensiunea U_CE, rezulta distrugerea iremediabila (topirea intensa a structurii).

Alegerea punctului de functionare

       Geometria baza-emitor într-un tranzistor bipolar de putere..
       O comanda data pe baza jonctiunii baza-emitor se transmite cu atât mai repede cu cât suprafata de contact între baza si emitor este mai mare. Teoretic, jonctiunea este plana. Pentru a mari suprafata de contact în raport cu jonctiunea plana, exista structuri de pieptene.

Metode pentru evitarea strapungerii

       Aceste metode constau în micsorarea tensiunii maxime U_CE care poate fi aplicata tranzistoarelor bipolare de putere.

       Când tranzistorul bipolar de putere iese din conductie, I_C ar trebui sa se întrerupa, apare un fenomen de autoinductie (care apare întotdeauna la întreruperea unui curent printr-o bobina) si conduce la aparitia unei tensiuni , astfel polarizata încât sa tinda la continuarea curentului prin înfasurari, rezulta .
       1. Prima metoda pentru evitarea strapungerii. Conectarea unei diode în antiparalel cu sarcina inductiva

D_f - dioda de curgere libera a energiei; dioda permite disiparea libera a energiei
R -permite limitarea curentului prin dioda. Este folosita atunci când rezistenta bobinei ar fi insuficient de mare si ar distruge R_S.

       2. A doua metoda de protectie prin montarea unei diode si a unei diode Zener D_Z în paralel cu conexiunea colector-emitor a tranzistorului bipolar de putere.

       3. A treia metoda de evitare a strapungerii prin cresterea UCE prin transformarea caracterului sarcinii.

impedanta de sarcina

       La schimbarea sarcinii trebuie schimbat grupul R-C.

Energia disipata pe durata unei comutatii de blocare

       Consideram tranzistorul ca intrerupator ideal; in momentul blocarii tensiunea la bornele tranzistorului sa comute de la o tensiune U₀ la U_z mai mare, ce apare datorita unei surse externe cum ar fi tensiunea autoindusa la scaderea curentului prin bobina.

       Pentru a determina energia trebuie sa determinam timpul cat dureaza comutatia:
t₁; i=0 pentru t= t1

Comutatia tranzistoarelor de putere

       Este de preferat utilizarea grupului R-C în baza. C este condensator de accelerare.
       Datorita condensatorului, timpul de comutare este mai redus si puterea disipata în procesul de comutare este mai mare.

Circuite de comanda pentru tranzistoarele bipolare de putere

       Parametrii tranzistoarelor bipolare de putere:
- curentul de colector I_C;
- tensiunea colector-emitor V_CE0 - tensiunea maxima care poate fi aplicata pe tranzistor;
- curentul de baza I_B - valoarea maxima care nu trebuie depasita;
- puterea disipata P_d - puterea maxima care poate fi evacuata din capsula tranzistorului;
- temperatura jonctiunii T_j - pentru tiristoare 100÷ 125 _oC (temperatura maxima a jonctiunii), pentru tranzistoare 200÷ 225 _oC ;
- timpii de comutatie
- t_f - timp de cadere a curentului prin tranzistor de la valoarea nominala pâna la 1 % din valoarea maxima (se refera la timpul legat de comutatia de blocare);
- t_r - timp de crestere prin tranzistor
- factorul de amplificare în curent, h_FE, este raportul dintre curentul de colector si curentul de baza

       Forma semnalului cu care se comanda tranzistorul bipolar de putere poate fi:
- unipolara (monopolara)

- bipolara

       Utilizarea pentru comanda tranzistorului bipolar de putere

1. , rezulta ca tranzistorul final este saturat (conductie), rezulta

2. , rezulta ca tranzistorul final este blocat, rezulta U_e>0; U_e = +U
O schema de comanda unipolara a unui tranzistor bipolar de putere arata ca mai jos:

a) U_com >U_p, rezulta ca tranzistorul final din comparator este saturat. Blocarea tranzistorului bipolar de putere se realizeaza prin extragerea sarcinilor din baza prin R_H.
b) U_com <U_p, rezulta ca tranzistorul final din comparator este blocat.

;

       Condensatorul de accelerare Ca are rolul de a micsora timpii de comutare. Condensatorul de accelerare nu actioneaza în timpul de blocare.
       La aducerea in conductie a tranzistorului bipolar de putere I_B trece prin condensatorul de accelerare.
       La comutatia de blocare numai o parte din curentul extras din baza trece prin condensatorul de accelerare; condensatorul de accelerare pus in paralel cu R_B are efect mai mare asupra timpului de trecere din starea de blocare in starea de conductie.
       Se poate pune un condensator <Ca in paralel cu R₄; daca condensatorul C_a ar fi conectat in paralel cu R₃ - in acest caz este afectat timpul de saturatie (trecere din blocare in conductie) R₃ neintervenind asupra acestui timp.

Circuit de comanda pe baza bipolar

are rol atât la saturare cât si la blocare.

       Comparatorul are rol de transformare de semnal din semnal V_B unipolar în semnal bipolar.
       Functionarea schemei in zona este aceeasi ca mai sus cu deosebirea ca Uc este bipolara.
T_B+ si T_B- -formeaza un amplificator in contratimp (nu lucreaza in acelasi timp).

Blocarea lui PBJT (Ue negativ)

- rezistenta suplimentara
       Pentru comanda T_B se folosesc:
- comanda unipolara cand timpii sunt diferiti rezulta folosirea ei numai numai pentru sarcina rezistiva cand blocarea este usoara;
- comanda bipolara pentru sarcini inductive rezistive cand blocarea este dificila.
       Cand tranzistorul bipolar de putere face parte dintr-o schema in punte, unde blocarea este dificila se foloseste schema bipolara.
       In circuite la care comanda T_B se face prin transformatoare de separare apar probleme suplimentare legate de saturatia miezului transformatorului: se foloseste o infasurare de reactie negativa.

Dioda antisaturatie si protectia la supracurenti

       Un tranzistor bipolar aflat în saturatie profunda are nevoie de un timp de blocare mare.
       Acelasi tranzistor bipolar aflat în zona de saturatie incipienta are nevoie de un timp de blocare mai redus.
       Pentru a mentine un tranzistor bipolar de putere în zona de saturatie incipienta este necesara montarea unei diode între baza si colector.




       Dioda D2 permite circulatia curentului de blocare în sens invers, ajusteaza curentul de comanda pentru tranzistorul bipolar de putere si comparativ cu prima situatie, în al doilea caz, D_as este de putere mult mai mica, întrucât prin ea circula un curent mult mai mic.
       Dezavantaj: tranzistorul bipolar de putere functioneaza în zona liniara, rezulta ca este necesara montarea pe radiator.
       În serie cu D_as se monteaza o rezistenta e valoare mare care ajuta mult la reducerea oscilatiilor la comanda de deschidere.

Protectia la supracurent

       În unele aplicatii poate aparea posibilitatea aparitiei prin tranzistorul bipolar de putere a unor curenti mai mari decât valoarea maxima pare o suporta. Dac tranzistorul bipolar de putere nu este protejat cumva împotriva acestor supracurenti, acesta este distrus. Acesti supracurenti pot fi detectati prin masurarea acestora si compararea cu valoarea limita.
       Tranzistoarele bipolare de putere trebuie protejate la intrarea acestora în zona de strapungere primara. Protectia trebuie sa actioneze rapid astfel încât tranzistorul sa nu ajunga în zona de strapungere secundara.
       Principii de protectie:
1. Se înseriaza cu sarcina un rezistor calibrat si se masoara tensiunea pe rezistenta.
       Dezavantaj: se disipa energie pe rezistenta, rezistenta este scumpa.
       Odata cu cresterea curentului de colector creste tensiunea colector-emitor.

       Când tensiunea pe tranzistorul bipolar de putere depaseste tensiunea Zener, apare un curent si daca rezistenta R este dimensionata corect, atunci tensiunea de pe ea poate constitui marimea de comanda a protectiei.

Circuite de comanda pe baza cu izolare galvanica

       Circuite de reactie (Snubber)

       Circuite de protectie la:
- blocarea tranzistorului bipolar de putere;
- la supratensiuni;
- la deschidere (intrare în conductie)

Circuite la blocarea tranzistorului bipolar de putere

       Tranzistorul este parcurs de curentul I₀. Când se da comanda de blocare, curentul I_C scade. Odata cu scaderea lui I_C, sarcina, care este inductiva, intra în regim de descarcare (de recuperare a energiei înmagazinate în circuitul magnetic) a bobinei si poate aparea o supratensiune.
       Solutia prevede micsorarea vitezei de scadere a curentului prin sarcina, fara a interveni asupra timpului de blocare (se maresc pierderile daca intervin asupra timpului de blocare).
       Pe durata de blocare, I_C scade în timp de I_Cs creste. Desi I_C scade suficient de rapid, durata de blocare este tf.
       Astfel, pe durata blocarii, I₀ prin sarcina se modifica mult mai lent datorita faptului ca pe durata blocarii are loc si încarcarea condensatorului CS.
       Daca presupunem ca I₀ =const. pe durata blocarii, atunci i_CS este liniar crescator.

t_f - timpul de cadere al curentului prin tranzistorul bipolar de putere (timp de blocare).
       Pe durata t_f:

       Rezulta ca putem determina C_S, de exemplu impunând conditia ca la sfârsitul perioadei de blocare (dupa t_f), condensatorul se încarca la tensiunea maxima.

       În cazul în care C < C_S, acesta se va încarca la tensiunea maxima înainte de terminarea fenomenului de blocare.
       În cazul în care C = C_S, acesta va ajunge la tensiunea maxima exact în timpul de blocare (deci când curentul din tranzistor a scazut pâna la 0). Procesul de descarcare a energiei înmagazinate în RS începând dupa aceasta perioada vezi i_Df.
       În cazul în care C >C_S, acesta se va încarca pe perioada de blocare t_f la o tensiune mai mica decât valoarea maxima si acesta va continua sa se încarce inutil pâna la valoarea maxima si dupa ce tranzistorul se blocheaza.

       Descarcarea acestei capacitatii C_S are loc în momentul aducerii în conductie a tranzistorului pe traseul + C_S, R_S, colector-emitor, masa, - CS. Rezistorul R_S are rol de a limita curentul de descarcare al condensatorului.

       La nivelul tranzistorului în momentul aducerii în conductie se vor suprapune curentul de sarcina si curentul de descarcare al condensatorului.
       În concluzie, condensatorul se dimensioneaza pe durata blocarii, iar rezistorul se dimensioneaza pentru .

Circuitul de reactie la supratensiuni

       Sursa de supratensiuni este externa schemei.
       Blocarea tranzistorului implica scaderea curentului prin colector, rezulta scae curentul prin L₀, rezulta apare o tensiune:

       La aparitia supratensiunii eL0, condensatorul C0V se încarca pe urmatorul traseu + e_L0, Z_S, D_0V, C_0V, masa, - e_L0. Astfel condensatorul C0V preia supratensiunea, permitând tranzistorului sa se blocheze. Tensiunea la bornele tranzistorului este. De aceasta data s-ar putea ca cu . Pentru determinarea capacitatii C0V, punem conditia ca energia înmagazinata în bobina L₀ sa se transfere condensatorului C_0V. Conditiile initiale sunt acelea în care tranzistorul este în conductie (saturat), adica U_CESAT=0,2V ~ 0

       Practic pentru o supratensiune de kV_d rezulta un condensator C_0v~200kC_s.
       Atunci când trebuie sa asiguram blocarea tranzistorului cât si protectia la supratensiuni vom folosi doua circuite separate. Pentru descarcarea condensatorului C_0V se utilizeaza rezistorul R_0V.

Retele de protectie la intrarea în conductie

       Aceasta retea de protectie este utilizata pentru a reduce viteza de crestere a curentului la intrarea în conductie a tranzistorului.

       Astfel energia înmagazinata în L_S este disipata pe R_S.

energia inmagazinata in bobina
t_r - timp de crestere a curentului

Circuite de reactie combinata

a) Pentru blocare se încarca C_S pe traseul + V, L₀, Z_S, C_S, D_S, L_S si masa.
La intrarea în conductie, C_S se descarca pe traseul + C_S, colector-emitor, L_S, R_S, - C_S.
b) Pentru supratensiuni condensatorul C_S se încarca la + V. La aparitia unei supratensiuni externe eL0, condensatorul C_0V preia supratensiunea si se încarca pe traseul: + e_0V, C_0V, D_S, L_S, masa, + V, - eL0, iar descarcarea se face pe traseul: + C_0V, R_S, masa, + V, - C_0V.
c) Pentru intrarea în conductie, bobina LS limiteaza cresterea curentului prin tranzistor si descarcarea energiei înmagazinate în L_S se face pe traseul: + C_S, R_S, D_S, -e_S.

Relee de protectie pentru tranzistoare în punte

       Tiristorul se compune din patru straturi semiconductoare, în serie formând trei jonctiuni (fig. 2.15). În executie normala, tiristorul are trei electrozi: anodul A asezat pe stratul marginal p, catodul C asezat pe stratul marginal n si electrodul de comanda sau grila G (se mai utilizeaza si denumirea de poarta), care este în contact cu stratul p dinspre catod.

Fig. 2.15. Structura si simbolul tiristorului

       Daca se aplica dispozitivului o tensiune exterioara U_A ca în figura 2.15, jonctiunile J₁ si J₃, numite jonctiuni emitoare, sunt polarizate în sens direct, iar jonctiunea centrala, numita jonctiune colectoare, este polarizata invers. Pentru studierea tiristorului putem sa-l consideram ca fiind compus din doua tranzistoare de tip npn si pnp (fig. 2.16), care au jonctiunea colectoare comuna. Întrucât în regiunea de trecere a jonctiunii colectoare apare fenomenul de multiplicare în avalansa, se introduce factorul de multiplicare în avalansa M, care reprezinta numarul de perechi electroni-gol formate prin ciocniri de catre un purtator de sarcina mobil.

Fig. 2.16. Echivalarea tiristorului

       Notând cu:

factorul de multiplicare în avalansa a unei jonctiuni, se poate exprima curentul prin tiristor.
       Curentul prin jonctiunea J₂ este compus din trei componente: curentul de goluri ca fractiune a curentului jonctiunii emitoare J₁ a tranzistorului pnp, curentul de electrozi ca fractiune a curentului jonctiunii emitoare J₃ a tranzistorului npn si curentul propriu i_c al jonctiunii colectoare J₂. Curentul total prin jonctiunea J2 este egal cu cel din circuitul exterior:

       Aici curentul propriu al jonctiunii colectoare este:

unde I_C0 reprezinta curentul rezidual al jonctiunii colectoare, iar U₂ este tensiunea aplicata jonctiunii, egala aproximativ cu - u_A deoarece celelalte doua jonctiuni sunt polarizate direct si caderea de tensiune pe ele este neglijabila. Pentru V, rezulta:

si

       Tinând cont de aceasta, relatia (2.8) devine:

       În functionarea tiristorului este important de cunoscut mecanismul modificarii sumei .

Fig. 2.17. Caracteristica curent-tensiune a tiristorului

       Caracteristica curent-tensiune a tiristorului, pentru cazul U_G=0 când V este prezentata în fig. 2.17. În regiunea OA a caracteristicii, curentul este foarte mic si depinde practic de tensiunea anodica. În acest caz si (deoarece curentul este redus), astfel ca relatia curentului anodic devine:

       În apropierea tensiunii maxime U_max, câmpul electric din regiunea de trecere a jonctiunii colectoare devine suficient de puternic, produce multiplicarea în avalansa a purtatorilor si curentul începe sa creasca prin tiristor (punctul A din fig. 2.17). Aici se realizeaza conditia:

în primul rând datorita cresterii lui M.
       Relatia (2.13) reprezinta conditia de comutare a jonctiunii colectoare în stare de conductie. Se observa ca curentul i_A creste nelimitat deoarece numitorul relatiei (2.11) este aproape nul.
       În portiunea AB a caracteristicii are loc o crestere a curentului prin dispozitiv. Baza fiecarui tranzistor din fig. 2.16 este comandata de curentul de colector a celuilalt tranzistor. Astfel apare o legatura de reactie pozitiva, când amplificarea curentului celor doua tranzistoare devine suficient de mare. Reactia face ca ambele tranzistoare s intre în regim de saturatie, jonctiunea J₂ se polarizeaza direct si pe ea are loc o cadere de tensiune redusa (punctul B al caracteristicii).
       Dupa punctul B, curentul prin dispozitiv creste foarte rapid si trebuie limitat la o valoare sub I_amax pentru ca tiristorul sa nu se distruga. Limitarea curentului se face cu o rezistenta în circuitul anodic, care poate constitui si sarcina tiristorului.

Fig. 2.18. Caracteristica curent-tensiune pentru

       Daca la grila tiristorului se aplica si o tensiune U_G, care polarizeaza în sens direct jonctiunea J₃, se mareste curentul prin aceasta si factorul de amplificare ₂, astfel conditia de comutare în conductie (relatia 2.13) se realizeaza deja pentru un M mai mic, deci la o tensiune (fig. 2.18). Aceasta reprezinta o posibilitate de comanda a tiristorului cu o putere mica în circuitul de grila. Dupa trecerea tiristorului în regim de conductie, grila nu mai are nici un efet asupra functionarii acestuia. Pentru revenirea din starea de conductie în starea de blocare trebuie anulata sau inversata tensiunea anodica. De obicei, în cataloage, se definesc urmatoarele tipuri de tensiuni (fig. 2.19):
U_DRM - tensiunea de vârf repetitiva în stare blocata, în conductie directa, care reprezinta valoarea instantanee maxima a tensiunii în stare de blocare, excluzând toate tensiunile tranzitorii nerepetitive;
U_DWM - tensiunea maxima, în stare blocata, la polarizare directa. Reprezinta valoarea instantanee, maxima, în regim normal de lucru pentru tiristor, excluzând toate tensiunile tranzitorii repetitive si nerepetitive;
U_DSM - tensiunea de vârf nerepetitiva în stare de blocare (de suprasarcina accidentala) în conductie directa. Reprezinta valoarea instantanee maxima a unei tensiuni directe, tranzitorii, nerepetitive în stare de blocare;
U_RRM - tensiunea invers de vârf, nerepetitiva, care reprezinta valoarea instantanee maxima a tensiunii inverse, incluzând toate tensiunile tranzitorii repetitive, excluzând însa toate tensiunile tranzitorii nerepetitive;
U_RSM - tensiunea inversa de vârf, nerepetitiva, maxima;
U_RWM - tensiunea inversa, de lucru, maxima.

Fig. 2.19. Diagrama pentru tensiunile ce solicita tiristorul

1. Caracteristica circuitului de comanda

       Caracteristica circuitul de comanda a tiristorului reprezinta dependenta curent-tensiune a jonctiunii grila-catod a tiristorului (fig. 2.20). Deoarece la formarea jonctiunii grila-catod se are în vedere faptul ca factorul de amplificare ₂, în cazul curentilor mici sa fie cât mai redus, iar la cresterea curentului anodic sa se mareasca brusc, jonctiunea dintre grila si catod a rezultat cu un caracter mai slab de dioda în ambele directii de polarizare. Asa se explica si faptul ca tensiunea de blocare admisibila nu este atât de mare ca la dioda semiconductoare.
       În fig. 2.20 s-a reprezentat caracteristica corespunzatoare abaterii inferioare a, respectiv abaterii superioare b a caracteristicii circuitului de comanda.
       S-a trasat, de asemenea, limita corespunzatoare puterii disipate maxime admise, Pdma, care corespunde starii de conductie totala. În cazul comenzii prin impusuri, aceasta limita poate fi depasita.
       Tot în fig. 2.20 se mai dau valorile U_Gmin si I_Gmin ce reprezinta valorile minime de tensiune si curent care trebuie depasite pentru a avea certitudinea ca tiristorul intra în conductie. Cu alte cuvinte, dreapta de sarcina a circuitului de intrare trebuie sa se plaseze deasupra dreptunghiului hasurat si sub hiperbola de disipatie maxima.
       În fig. 2.20 s-a reprezentat un punct de functionare A ca rezultat al intersectiei unei drepte de sarcina d cu o caracteristica oarecare c din domeniul de dispersie.

Fig. 2.20. Caracteristica de amorsare a tiristorului

       Tensiunea maxima inversa aplicata circuitului de comanda nu trebuie sa depaseasca, de obicei, valoarea de 5 V, altfel jonctiunea grila-catod se distruge.

2. Polarizarea dispozitivelor pnpn

       J1, J3 - polarizeaza direct (nu ia nastere o bariera de potential la nivelul lor);
       J2 - polarizeaza invers (ia nastere o bariera de potential formata din sarcini fixe, extinsa mai mult in zona mai slab dopata)
       Tensiunea ce apare la nivelul barierei se opune tensiunii de alimentare.

       Daca tensiunea creste bariera de potential se extinde rezulta ca se ajunge la o deschidere necontrolata.

       Din punct de vedere al functionarii T_B rezulta ca:

₁ - coeficient de amplificare fata de curentul de emitor;
I_CB0 - curent rezidual al jonctiunii C-B.

       Expresia curentului analitic in functie de curentii inversi si de 1 si 2:

Fig. 2.21 Caracteristica statica anod-catod atiristorului.

Modalitati de amorsare a tiristorului. Amorsarea pe poarta

       Tensiunea de amorsare are intentionat valori mari pentru a nu putea fi depasita accidental de tensiunile din circuitele cu care se lucreaza. Astfel, fara curent de poarta, tiristorul nu poate fi amorsat si el este echivalent intre anod si catod cu un circuit intrerupt. Amorsarea tiristorului trebuie sa fie facuta numai la comanda in poarta. Din figura se observa cum cresterea curentului de poarta micsoreaza valoarea tensiunii de amorsare. La o valoare a curentului de poarta suficient de mare, caracteristica anod catod este identica practic cu aceea a unei diode, fara sa se mai vada poraiunea de "intoarcere".
       In aplicatiile practice curentul de poarta nu se modifica gradual. El este mentinut nul daca nu vrem sa amorsam tiristorul (ca in Fig. 2.22 a), iar in momentul in care am decis sa-l trecem in conductie, curentul de poarta este adus brusc la o valoare care sa determine amorsarea sigura ( desenul b al figurii). Din circuit deschis, tiristorul devine brusc dioda si curentul incepe sa circule.
       Intreruperea ulterioara a curentului de poarta, desi produce revenirea tensiunii de amorsare la o valoare foarte mare (Fig. 2.22 c), nu poate bloca tiristorul deoarece nu afecteaza caracteristica in zona in care se gaseste acum punctul de functionare. Singura posibilitate de blocare este coborarea curentului anod-catod la valori sub curentul minim de mentinere.
       In concluzie, tiristorul poate fi amorsat prin cresterea curentului de poarta dar nu se mai bloccheaza la revenirea la zero a curentului de poarta. Blocarea tiristorului nu mai poate fi realizata decat prin aducerea la zero a curentului anod-catod, tocmai curentul comandat, care este de valoare mare. Din acest motiv, functionarea sa nu este echivalenta cu aceea a unui releu electromagnetic (intrerupator mecanic controlat de bobina unui electromagnet) si el nu este utilizat, decat foarte rar, in circuitele decurent continuu.

tiristorul este blocattensiunea este insuficientapentru amorsare a)	aparitia unui curent in poarta coboara tensiunea de amorsare punctul de functionare este obligat sa sara in punctul M (amorsare) b)	disparitia curentului de poarta readuce forma initiala a caracteristicii dar punctul de (tiristorul ramine amorsat) functionare ramine in M c)

Fig. 6.40. Amorsarea tiristorului prin cresterea curentului de poarta.

       In cazul regimului sinusoidal, insa, curentii trec automat prin valoarea nula de doua ori intr-o perioada.Tiristorului i se spune (printr-un puls de curent in poarta) cand sa se amorseze iar el se blocheaza singur la coborarea curentului anod-catod la valoarea zero.
       Pentru 1 + 2 —>1 rezulta ca I_A —>0, adica un tiristor se amorseaza necomandat cu atât mai usor cu cat 1 si 2 sunt constructiv apropiati de unitate.
1. 1, 2 cresc odata cu cresterea temperaturii: cu cat temperatura este mai mare exista o probabilitate mai mare spre amorsare necontrolata;
2. curentii inversi I_CB01, I_CB02 cresc odata cu cresterea temperaturii: un tiristor se amorseaza necontrolat la temperaturi mai ridicate;
3. tensiunea de alimentare conduce atât la cresterea marimilor I_CB01, I_CB02 cat si a marimilor 1, 2.

       Polarizarea inversa a tiristorului conventional

       J₁, J3 - polarizeaza invers;
       J₂ - polarizeaza direct (bariere de potential).

       Tiristorul nu se poate amorsa necontrolat la polarizarea inversa.

       § Polarizarea directa a structurii avand poarta conectata

       Dupa intrarea in conductie nu mai este necesara existenta tensiunii de poarta.
       Comportarea în regim dinamic

       Comportarea în regim dinamic a tiristorului depinde în mare masura de parametrii circuitului de sarcina si de comanda, de viteza de variatie a curentului si tensiunii si de temperatura jonctiunilor. Aceste marimi definesc performantele la comutatie ale tiristorului si au o mare importanta în stabilirea limitelor de functionare în regim tranzitoriu ale circuitului de sarcina.

       a) Amorsarea tiristorului

       Amorsarea poate avea loc în trei moduri:
- aplicând un curent pe grila;
- depasind tensiunea de amorsare U_max;
- la o panta mare de crestere a tensiunii de polarizare directa a tiristorului.
       Prima metoda corespunde unei amorsari firesti a tiristorului, iar ultimele doua se evita, fiind periculoase pentru structura tiristorului.
       Depasirea tensiunii de autoamorsare U_max produce o crestere pronuntata a curentului prin jonctiunea J2 si conduce la amorsarea tiristorului. Acest mod de intrare în conductie este periculos, deoarece tensiunea mare aplicata pe tiristor determina un câmp electric puternic care, la rândul lui, produce strapungerea si distrugerea structurii semiconductoare. Prin urmare, nu este recomandabila amorsarea prin cresterea tensiunii peste U_max.
       De asemenea, nu este recomandabila nici amorsarea tiristorului în urma cresterii rapide a tensiunii de polarizare directa aplicata pe tiristor, adica la de valoare mare, deoarece produce supraîncalziri locale datorate curentului capacitiv proportional cu si capacitatea jonctiunii J2 (ic=Cdu/dt). De obicei, panta cresterii tensiunii este limitata la o valoare admisibila, la care în mod sigur tiristorul nu se amorseaza.
       Tensiunea aplicata are o limita inferioara sub care tiristorul nu se amorseaza, indiferent cât de mare este , deoarece amorsarea necesita o anumita cantitate de purtatori de sarcina asigurata de tensiunea U_A. Daca aceasta cantitate de sarcina nu exista în structura, nu poate avea loc amorsarea. La tiristoarele fabricate cu tehnologii obisnuite, ordinul de marime pentru panta tensiunii este de V/µs. Este de mentionat ca panta cresterii tensiunii inverse, în sensul blocarii tiristorului, nu prezinta nici un pericol pentru tiristor, daca tensiunea nu depaseste valoarea maxima inversa U_imax.
       Amorsarea normala a tiristorului are loc atunci când dispozitivului polarizat direct i se aplica o tensiune directa de polarizare a jonctiunii grila-catod. Densitatea de curent, datorata constructiei specifice a jonctiunii, nu este uniforma pe toata suprafata catodului. În apropierea electrodului de comanda, densitatea purtatorilor de sarcina, deci si a curentului, este mult mai mare. La începutul amorsarii, curentul total al tiristorului circula printr-o zona redusa în semiconductor. Datorita diferentei densitatii purtatorilor de sarcina, acestia vor difuza în restul structurii, astfel ca sectiunea de conductie se va largi aproximativ cu o viteza de 0,1 mm/µs.
       Tensiunea pe poarta si curentul trebuie alese astfel incat sa corespunda zonei de aprindere sigura si functie de:
       § circuitul de sarcina.

Fig. 2.21. Graficul i, u, P functie de timp, la amorsare

       Pentru sarcina inductiva impulsul trebuie sa fie mai lat, iar pentru sarcina rezistiva impulsul trebuie sa fie mai ingust.
       § temperatura: conductia intr-un tiristor se stabileste functie de aria initiala in conductie care se extinde in timp cu o viteza limitata.

       Un tiristor se amorseaza mai greoi cu cat temperatura este mai redusa.
       Variatia în timp a curentului, tensiunii anodice si a puterii disipate pe un tiristor este reprezentata în figura        Timpul de amorsare are trei componente:
1) Timpul de întârziere a amorsarii, t_î, este durata considerata de la începutul impulsului de comanda pâna când jonctiunile J1, J3 polarizate direct încep sa injecteze purtatori de sarcina în jonctiunea J2, iar tensiunea anodica începe sa scada brusc. Curentul anodic va creste. În cazul circuitelor profund inductive, amorsarea tiristorului poate fi urmarita doar dupa variatia tensiunii anodice. Acest timp are ordinul de marime de ms li depinde de mai multe marimi. Scade odata cu cresterea amplitudinii impulsului de comanda si cu cresterea tensiunii directe pe tiristor aplicata înainte de amorsare. De asemenea, acest timp scade odata cu cresterea temperaturii jonctiunii. Cu cât panta impulsului de comand este mai mare, cu atât tî este mai redus.
2) Timpul de comutare propriu-zis, t_c, este durata în care jonctiunea J2 se polarizeaza direct. În acest interval, tensiunea pe tiristor scade brusc. Timpul de comutare se reduce odata cu marirea amplitudinii si pantei de crestere a impulsului de comanda si cu cresterea temperaturii jonctiunii. Acest timp este puternic influentat de caracterul circuitului exterior de sarcina.
       Datorita aparitiei bruste a unui curent si a unei tensiuni la ridicat, valoarea instantanee a pierderilor la amorsare poate sa atinga limite foarte mari. Deoarece pierderile au loc într-un volum foarte mic, în structura dispozitivului apare o supraîncalzire locala, ce poate sa-l distruga. Pentru a limita pierderile la amorsare, se prescrie valoarea maxima admisibila a pantei de crestere a curentului. Valorile uzuale pentru (di/dt_max)sunt de 20÷200 A/µs.
       Limitarea pantei curentului se face cu ajutorul unor inductante plasate în circuitul anodic, care întârzie cresterea curentului pâna ce tiristorul va conduce pe o sectiune mai mare. Daca la amorsare apar supraîncalziri locale, distributia neuniforma a temperaturii si a curentului poate persista. La frecvente de lucru ridicate, neuniformitatea distributiilor poate sa persiste si sa perturbe conductia tiristorului.
3) Timpul de stabilizare a amorsarii, t_s, este durata în care tiristorul odata amorsat ajunge sa conduca pe toata suprafata transversala a structurii. Acest timp depinde, în primul rând, de diametrul catodului si apoi de distanta maxima dintre grila si catod.
       Factori ce ingreuneaza aprindera:
1. temperatura - aprinderea se face cu atât mai greu cu cat temperatura este mai scazuta rezulta curentul initial prin poarta trebuie sa fie mai mare la o temperatura mai mica;
2. caracterul sarcinii.

curent invers al jonctiunii B-E, factor de amplificare al curentului de emitor

       Fenomenul de intrare in conductie la amorsare pe poarta:
       La aparitia unui curent i_G>0, care se va inchide prin jonctiunea B-E a lui Q2 rezulta:

       Acest fenomen regenerativ se comporta ca o reactie pozitiva; un curent i_G produce prin acest fenomen un curent i_C2 mai mare si in final un curent mai mic decat iC1 care se adauga curentului de grila rezult amorsarea: se desfasoara intr-un timp relativ lung (4÷10µs). Conductia apare initial intr-o zona retransa a structurii si se extinde cu o viteza finita in structura.
       b) Blocarea tiristorului
       Blocarea consta în anularea curentului prin tiristor. Pentru aceasta este nevoie de reducerea numarului purtatorilor de sarcina în diferite sectiuni ale structurii semiconductoare, în special în jonctiunea J₂, pentru a elimina reactia de curent Un tiristor poate fi blocat numai când curentul anodic scade sub valoarea I_min (fig. 2.17).
       În circuitele alimentate în curent continuu, tiristorul poate fi blocat, fie prin întreruperea alimentarii, fie cu ajutorul unor circuite specializate, numite circuite de stingere. Ele pot functiona în doua moduri:
- sa sunteze tiristorul, adica sa preia curentul acestuia;
- sa aplice o tensiune inversa, care produce un curent în sens invers curentului

Fig. 2.22. Variatia curentului si tensiunii pe tiristor la blocare

tiristorului, pentru a reduce valoarea acestuia sub I_min.
       Variatia în timp a curentului si tensiunii pe tiristor în procesul de blocare este reprezentata în figura 2.22 (s-a presupus o sarcina rezistiva). În timpul conductiei tiristorului, curentul este asigurat de un numar mare de purtatori de sarcina. Procesul de blocare se considera declansat din momentul t0 când începe sa scada tensiunea directa circuitului de
       Alimentare a tiristorului (linia întrerupta). În acelasi timp începe sa scada curentul anodic si, de asemenea, se reduce injectia purtatorilor de sarcina în jonctiunile J₁ si J₃. Daca circuitul de sarcina este pur rezistiv, scaderea curentului este determinata de caracterul circuitului de sarcina.
       În momentul t₁ curentul anodic si tensiunea pe sarcina devin zero. Din acest moment, cu toate ca tensiunea de alimentare devine negativa, conductibilitatea jonctiunilor nu se schimba datorita numarului mare de purtatori de sarcina care mai exista în aceste sectiuni. Astfel, la polarizarea inversa curentul va persista, panta de variatie a acestuia ramânând neschimbata. Datorita constructiei specifice a tiristorului, purtatorii de sarcina se elimina prima data din jonctiunea J₃, astfel ca aceasta jonctiune poate sa preia o tensiune inversa (momentul t₂). În intervalul t₂ ÷t₃, scade curentul invers, în functie de tensiunea inversa de pe tiristor, apoi începe sa creasca (în sens negativ) cu o panta data de tensiunea externa si rezistenta de sarcina. În urma existentei curentului invers se elimin purtatorii de sarcina si din jonctiunea J₁, ea putând din momentul t₄ sa preia tensiunea inversa mare de purtatori de sarcina care mai exista în aceste sectiuni.
       Din acest moment începe sa scad brusc curentul invers, prima data brusc, apoi se stabileste încet la valoarea corespunzatoare regimului static de polarizare inversa (I_min).
       La t5, tiristorul reprimeste proprietatea de blocare la polarizare inversa. Durata t₁ ÷t₅,este timpul de revenire la polarizare inversa (t_rr).
       Daca în circuitul de sarcina exista, pe lânga rezistente, si inductante, curentul în intervalul nu poate varia brusc, iar în momentul t₄ variatia rapida a curentului produce vârfuri de tensiune (linia punctata). În momentul t₅ jonctiunile marginale J₁ si J₃ sunt blocate, totusi în jurul jonctiunii J₂ mai exista purtatori de sarcina. Tiristorul va fi blocat fata de tensiunea directa de polarizare numai când acesti purtatori de sarcina se recombina. Timpul necesar pentru revenirea tiristorului în starea blocata la o polarizare directa se numeste timp de revenire propriu-zisa (t_rev). El depinde, în mare masura, de durata de viata a purtatorilor de sarcina si în masura mai redusa de temperatura si de valoarea curentului.
       Valoarea curentului anodic înainte de blocare influenteaza nu numai trr ci si trev, deoarece cu cât este mai mare curentul ce strabate tiristorul, cu atât mai multi purtatori de sarcina trebuie evacuati din jonctiunea J₂.
Tensiunea inversa de polarizare, U_inv, aplicata pe tiristor dupa momentul t₅ influenteaza pe trev, deoarece ea este cea care elimina purtatorii de sarcina din jonctiunea J₂ si pentru recombinare ramâne o cantitate cu atât mai mica cu cât Uinv este mai mare. Când este necesar un timp de revenire scurt, trebuie asigurata tensiunea inversa de valoarea corespunzatoare.

4. Amorsarea parazita (prin efect dU/dt)

       Numim amorsare parazita (necontrolata) prin efect dU/dt acea amorsare care are loc la o variatie rapida a tensiunii la bornele tiristorului fara ca tensiunea sa atinga tensiunea maxima de polarizare U<V_FBO.
       Capabilitatea in dU/dt este parametru de catalog al tiristorului si reprezinta viteza maxima de crestere a tensiunii de polarizare care poate fi suportata de tiristor fara a se deschide necontrolat.

       Curentul ce apare prin structura in momentul punerii sub tensiune, actioneaza asupra ambelor tranzistoare in sensul cresterii curentilor de baza. Amorsarea necontrolata prin efect dU/dt este mai rapida decat amorsarea prin comanda pe poarta. icj este proportional cu viteza de variatie a tensiunii la bornele tiristorului.

Metode pentru imbunatatirea capabilitatii in dU/dt

1. externe (de schema)
2. interne (de structura)

       1.externe

       C - se incarca la aparitia tensiunii.
       Grupul RC (dezavantaj: supraincarcarea tiristorului datorita descarcarii condensatorului prin el).
       Apare un rezistor suplimentar intre p - k pentru schema prezentata mai sus: o parte din curent se scurge prin R rezulta se mareste capabilitatea in dU/dt.
       Dezavantaj: o parte din curentul i_G se scurge spre k prin R.
       2. interne prezenta sunturilor de catod echivalente cu rezistente

       Pentru tiristoarele mari exista pana la 200 sunturi de catod.
       Dezavantaje:
§ se mareste inutil suprafata catodului;
§ viteza de extindere a zonei initiale in conductie scade (timpul de intrare in conductie creste);
§ daca viteza de extindere a zonei de intrare in conductie scade, rezulta ca densitatea de curent creste rezulta apar distrugeri tehnice.

Variatia rapida a curentului in tiristor

       La variatii mari ale curentului de sarcina pot apare densitati de curent mari in zona initiala de conductie.        Daca aria initiala in conductie este redusa sau daca viteza de extindere nu este suficient de mare densitatea de curent poate fi atât de mare incat sa duca la distrugerea interna a structurii.
       Exista parametrii de catalog di/dt - viteza maxima de crestere a curentului anodic pe care o poate suporta un tiristor pe durata amorsarii fara a se distruge prin efect di/dt.

       Metode de imbunatatire:
       1. externe - supracomanda: marirea ariei initiale in conductie;
       2. interne
crestere maxima a curentului
       1.Limitarea vitezei de variatie a curentului prin inserierea tiristorului cu o bobina:

- se formeaza un circuit RLC serie caracterizat de pulsatie si de frecventa de rezonanta.
       2. Metoda cu amplificator de poarta

Td si Tp nu au aceeasi putere (structura)
       Curentul iG aduce in conductie prima data pe Td astfel incat i_Atd este egal cu curentul de grila a curentului principal, dupa care Tp intra in conductie.
       Structura interdigizata (se pot obtine variatii de 1000A/µs):

       Circuite de comanda pe poarta

       Unghiul de intarziere la aprindere:
=t
       Timpul de intarziere:
ti=(0.5÷1.5)µs

       Pentru obtinerea unei intarzieri reglabile la aprindere se poate folosi o tensiune care se compara cu o tensiune de comanda.

U_c1> U_c2
c1>_c2

Dispozitiv de comanda pe grila cu generator de tensiune variabila

Tsincro - are rolul de adaptare a nivelului de tensiune intre tensiunea Usincro mare si tensiune necesara la intrarea schemei;
T₁ - permite descarcarea condensatorului C₁ la inceputul alternantei pozitive in A;
R₂ - limiteaza curentul de descarcare prin T₁;
T₂ - impreuna cu Uz si potentiometrul P formeaza un generator de curent constant;
R₃ - stabileste valoarea lui U_z;
R₄ - are valoare mare ce asigura o impedanta de intrare ridicata;
R₅ - stabileste curentul de colector a lui T₅ de 10 ori mai mare decat prin R₆;
R₆, R₇ - formeaza un divizor rezistiv astfel incat tensiunea in baza lui T4 este media tensiunii Uc si Ucom; cand Uc=Ucom T₄ se satureaza si condensatorul C2 se incarca pe traseul +U - B - E(T5) - R9 - C2 - D4 - masa; pe durata cat se incarca C2 tranzistorul T₅ intra in conductie si transmite lui Timpuls un curent; impulsul trece in secundarul lui Timpuls si se aplica lui P. Durata impulsului se modifica din C₂ si R₉, iar intarzierea la aprindere din Ucom. Pentru adaptarea la alte frecvente se modifica C₁ si P.

Dispozitiv de comanda pe grila cu tranzitor unijonctiune

       Schema simplificata a TUJ contine o dioda D ce moduleaza jonctiunea p - n cu E (emitor), B₁ si B₂ (baze) si doua rezistente RB1 si RB2 ce moduleaza rezistenta echivalenta a zonei de tip n. R_B1 si R_B2 se comporta ca o rezistenta de valoare mare.
       Daca U_E< U_B rezulta ca TUJ e blocat.
       Tensiunea in punctul A este U_A:
T este un divizor
       Notam cu factorul sau raportul de divizare intrinsec:

       Factorul sau raportul de divizare intrinsec depinde de costructia TUJ si ia valori (0.5÷ 0.8).

       Circuitul de baza pentru TUJ poarta denumirea de oscilator de relaxare

       Tensiunea de prag:





       Pornirea incarcarii condensatorului
(t=0)



T - timp de incarcare:
T=t_incarcare+t_descarcare; td<<ti; td~0 rezulta ca T~ti.

       Caderea de tensiune pe D1 este <<Uz (UD1<<Uz)
UEmin<Uz rezulta ca

       Daca R creste, creste si T
       D mentine U0; nu permite descarcarea lui C prin P.

UE<U0 rezulta ca D intra in conductie.
       Unghiul de intarziere la aprindere:
=t
U_Emin= U₀ rezulta ca

Dispozitiv de comanda pe grila cu circuit integrat specializat bAA145

       Tensiunea de sincronizare este o tensiune alternativa ce permite stabilirea punctelor de la care incepe intarzierea la aprindere. Pentru sistemul monofazat punctele de la care incepe intarzierea sunt trecerile prin zero ale tensiunii sesizate de detectorul de nul la pinul 16. Impulsul de nul are o latime egala cu timpul cat cele tranzistoare T1 si T2 sunt blocate, deci impulsul de nul va fi mai lat cu cat viteza de variatie a tensiunii de sincronizare e mai mica.

       Un prim rol al R1+ R2 este alegerea optima a vitezei de variatie a tensiunii de sincronizare (la pinul 9); R1 - limiteaza curentul de intrare la o valoare care sa nu pericliteze tranzistoarele T1 si T2.

       Pe durata impulsului se incarca C2 intern si C3 extern; C2 se descarca liber catre potentiometrul fix de -8V de la pinul 15. Cand Uc creste a scade.

       Durata impulsului de iesire depinde de C3, P2 si R6 si este dat de monostabil.
       Blocul logic si etajele de iesire (AI) au rolul de a distribui impulsul dat de monostabil spre iesirea 14 la alternanta pozitiva si spre iesirea 10 pentru alternanta negativa.
AI - rol de amplificare in curent.

       Dispozitiv de comanda pe grila pentru un singur tiristor t:

       In alternanta negativa tiristorul t nu poate intra in conductie, iar in alternanta pozitiva, tensiunea pe C creste pana cand depaseste pragul diodei Dz la care tiristorul intra in conductie; tensiunea cade pe sarcina condensatorului descarcandu-se pe drumul D2 - R1 - t.
       La sfarsitul alternantei pozitive t se stinge, C se descarca prin Rs - D2 - R1, D3 limitand tensiunea inversa pe condensator.

Protectii pentru tiristoare

       Tiristorul se distruge usor la supratensiune.
       1. Alegerea grupului RC

R=(20÷100)
C=(0.2÷2)µF
       Aceasta protectie se face pentru frecvente reduse; nu se foloseste la scheme invertoare unde frecventa este mare.
       2. Realizarea unui circuit cu protectie in grup - cand supratensiunea depaseste anumite valori limita acest lucru poate fi sesizat si transmis instalatiei - putere.

       Puterea disipata pe tiristor

       Pierderile de putere, care se produc într-un tiristor, au urmatoare componenta:
       a) Pierderile în regim de conductie directa. Este componenta principala a pierderilor. Deoarece caderea de tensiune pe un tiristor, în conductie este mica, pierderile sunt determinate de curentul anodic. În cataloagele firelor producatoare de tiristoare se gasesc, sub forma de diagrame sau grafice, pentru fiecare tipo-dimensiune, pierderile prin conductie, în functie de valoarea medie a curentului pentru unde sinusoidale sau dreptunghiulare, la diferite unghiuri de amorsare.
       b) Pierderile în cazul tiristorului blocat, polarizat direct. Aceste pierderi sunt neglijabile deoarece curentul prin tiristor în stare de blocare este foarte mic (câtiva µA sau mA).
       c) Pierderile la polarizare inversa. Si în acest caz valoarea pierderilor este neînsemnata, pentru ca la polarizare inversa curentul este mic.
       d) Pierderile în circuitul de comanda. Din punct de vedere al pierderilor totale sunt si acestea neglijabile, însa trebuie avut în vedere sa nu se depaseasca valoarea medie, respectiv instantanee, indicata în catalog, altfel circuitul de comanda poate fi distrus.
       e) Pierderile prin comutatie. Aceste pierderi sunt determinate de variatia în timp a curentului si tensiunii pe tiristor. Se poate considera ca pierderile la blocare sunt neglijabile fata de pierderile la amorsare. Pierderile la amorsare trebuie luate în considerare nu pentru stabilirea pierderilor totale, ci pentru faptul ca ele se produc într-un volum foarte redus din structura, iar temperatura acestei zone este foarte importanta pentru functionarea si blocarea tiristorului.
       În cazul când pierderile prin comutatie nu produc depasirea temperaturii maxime si frecventa de lucru nu este prea mare, aceste pierderi sunt neglijabile fata de pierderile prin conductie.
       Din cele prezentate mai sus se desprinde concluzia ca pentru un tiristor sunt determinante pierderile în conductie directa. În cazul când exista si alte pierderi suplimentare, acestea pot fi luate în considerare prin înmultirea pierderilor de conductie cu un coeficient corespunzator. Pierderile totale pot fi calculate din pierderile prin conductie, PT, cu o buna aproximatie, cu formula:

unde surplusul de 10 % ia în considerare pierderile la amorsare, la blocare si în circuitul de comanda.

TRIACUL

       Triacul este un dispozitiv electronic care poate sa conduca, spre deosebire de tiristor, în ambele sensuri, daca se aplica un impuls de comanda de parametrii corespunzatori. El se utilizeaza în circuitele electronice care urmaresc modificarea valorii efective a tensiunii de alimentare a unui consumator. Structura triacului este prezentata în figura 2.23.
       Triacul are doi electrozi principali, E1 si E2, si un electrod de comanda, grila G. În figura 2.23 s-a reprezentat caracteristica curent-tensiune a triacului.
       Triacul poate functiona în cadranul 1 al caracteristicii, când electrodul E1 este mai pozitiv decât electronul E2 si în cadranul 3, când electrodul E2 este mai pozitiv decât electrodul E1. Tensiunea de basculare a triacului depinde de impulsul de comanda si are valoarea maxima pentru U_G=0 V (Umax).

Fig. 2.23. Triacul: structura si caracteristica curent-tensiune

       Functionarea triacului difera de cea a doua tiristoare conectate în antiparalel. Tiristorul are la dispozitie o jumatate de perioada de blocare, iar triacul trebuie sa se blocheze într-un interval de timp foarte scurt, dupa trecerea prin zero a curentului. În cazul circuitelor cu sarcina rezistive nu se pun probleme, deoarece curentul fiind în faza cu tensiunea, timpul ramas la dispozitia triacului pentru revenire este cuprins între momentul scaderii curentului sub valoarea de mentinere si momentul în care tensiunea invers depaseste valoarea necesara pentru intrarea în conductie.
       La circuite de sarcina inductive, comutatia triacului este dificila. Datorita defazajului j al curentului, fata de tensiunea de alimentare (fig. 2.24), momentul comutatie ajunge în zona tensiunii mari pe triac, ceea ce determina aparitia unor valori ridicate pentru panta tensiunii de alimentare ( du/dt de valoare mare). Pentru acest efect, în paralel cu triacul se conecteaza o retea R-C.

Fig. 2.24. Triacul cu sarcina R-L: a) schema electrica; b) formele de unda

       Ca si la tiristor, intrarea in conductie este comandata prin curentul de poarta. De data aceasta, trebuie sa luam in consideratie relatia intre sensul curentului de poarta si al celui comandat. Pentru aceasta, se definesc, ca in Fig. 2.25, patru cadrane de functionare. Triacul poate fi amorsat in oricare din acestea, dar sensibilitatea (valorea necesara a curentului de poarta) este diferita.
       Situatia optima (curenti de comanda mai mici) se obtine atunci cand curentul de poarta si curentul comanadat au intodeuana acelasi sens (cadranele I si III); functionarea in cadranul IV este bine sa fie evitata.
Aceasta inseamna ca, daca pulsurile sunt produse cu o singura polaritate, curentul trebuie sa fie absorbit din poarta.

Fig. 2.25 Definirea cadranelor pentru comanda triacului.

Diacul

       Diacul este un dispozitiv cu doua borne (un dipol) realizat pentru a produce pulsuri de curent necesare la amorsarea unor dispozitive de comutatie, cum sunt tiristoarele si triacele. Momentul la care apar aceste pulsuri este determinat de atingerea tensiunii de amorsare. Simbolul sau, precum si forma caracteristicii statice sunt prezentate in Fig. 2.26. Se observa neliniaritatea si simetria caracteristicii; astfel, cele doua borne ale diacului, numite anozi, sunt perfect echivalente, fapt reflectat si in simbolul utilizat pentru dispozitiv.

Fig. 2.26 Diacul si caracteristica sa statica.

       In plus, caracterstica statica a diacului mai prezinta o particularitate: exista regiuni in care panta sa este negativa; aici rezistenta dinamica definita intr-un punct al caracteristicii prin rd = dU/dI, este negativa. Vom vedea ca aceasta rezistenta dinamica negativa este elementul cheie in functionarea si utilizarea sa.
       In primul cadran, caracteristica statica a diacului (Fig. 2.27) este de tipul celei studiate cand am inceput abordarea dispozitivelor cu rezistenta dinamica negativa. La cresterea de la 0 a tensiunii sursei de alimentare, dispozitivul este, deci, blocat, pana cand tensiunea pe el ajunge aproximativ la valoarea "de intoarcere" a caracteristicii, cand are loc comutatia in starea de conductie (amorsarea diacului). Pentru diac, aceasta valoare "de intoarcere" a caracteristicii poarta numele de tensiune de amorsare sau de aprindere (breakover voltage in limba engleza), UBO; este, de fapt, corespondenta tensiunii de pic de la caracteristica de intrare a tranzistoarelor unijonctiune. Cele mai utilizate valori pentru tensiunea de amorsare sunt intre 30 si 40 V, fiind alese astfel datorita aplicatiei sale tipice, in circuite alimentate la 220 Vef.

Fig. 2.27 Salturile de amorsare si blocare evidentiate in cadranul I al caracteristicii diacului.

       Dupa amorsare, tensiunea pe diac ramane practic constanta si valoarea ei este numita tensiune reziduala, UREZ; ea este cu DU= |UBO - UREZ| mai mica decat cea de amorsare; aceasta diferenta, cu valoarea tipica de 5 V, este numita tensiune dinamica de amorsare (dynamic breakover voltage). Pentru ca diacul sa ramana in conductie este necesar ca valoarea curentului sa nu coboare sub curentul de mentinere IH; acesta este echivalentul curentului de vale de la TUJ. Aplicatia tipica a diacului este generarea unor pulsuri de curent pentru comanda tiristoarelor si triacelor, intr-o schema similara unui oscilator de relaxare. De exemplu in Fig. 2.28 pulsul de curent, fiind injectat in poarta tiristorului, comanda deschiderea acestuia si astfel se controleaza comutarea unor curenti de zeci si sute de amperi.

Fig. 2.28 Utilizarea diacului pentru comanda tiristorului.

VFB0 - tensiunea maxima de polarizare.
Pentru k=1 rezulta:
§ E1< VFB0 - blocare cadran I in punctul C
§ E1>VFB0 - conductie cadran I in punctul A
Pentru k=2 rezulta:
§ êE1ê< êVFB0ê - blocare cadran III in punctul D
§ êE1ê> êVFB0ê - conductie cadran III in punctul B

TIRISTORUL CU BLOCARE PE POARTA (turn-off thyristor, GTO)

       Tiristorul cu blocare pe poarta reuneste avantajele tiristorului standard cu cele ale tranzistorului de comutatie de putere. Este o structura pnpn, care amorseaza prin aplicarea unei tensiuni pozitive între electrodul de comanda si catod. Blocarea se realizeaza cu ajutorul unei tensiuni negative pe poarta. Ca si un tiristor obisnuit, el este caracterizat de parametri si . Prezinta un curent anodic maxim ce poate fi anulat printr-o tensiune de comand aplicata pe poarta.
       Câstigul la blocare (turn-off gain) al tiristorului GTO este definit ca raportul dintre curentul anodic maxim si curentul de poarta ce realizeaza blocarea tiristorului. Acest câstig are valori uzuale cuprinse între 3 si 5 unitati.        Mecanismul folosit la blocarea GTO are în vedere fortarea curentului anodic prin acele regiuni ale structurii semiconductoare unde procesul de multiplicare în avalansa a purtatorilor de sarcina se face foarte greu. Ca rezultat, curentul anodic începe sa scada.
       Orice inductanta aflata în serie cu GTO are ca efet scaderea lenta a curentului si implicit blocarea greoaie a GTO. Pentru a nu îngreuna procesul de blocare, în paralel cu GTO, se plaseaza un circuit snubber (fig. 2.25,b), care constituie o cale alternanta a curentului din circuitul inductantei. Totodata, circuitul de protectie limiteaza viteza de variatie a tensiunii anod-catod pe tiristor.

Fig. 2.26. Tiristorul cu blocare pe poarta: a) simbol; b) formele de unda datorate circuitul snubber

       Semnalul de comanda pentru iesirea din conductie trebuie sa fie negativ; pentru blocarea lui GTO trebuie extras prin P un curent.

       Pentru a fi posibil acest lucru GTO are o structura interna diferita in comparatie cu tiristorul conventional rezulta dispozitia portii si k pe suprafata tiristorului.

IGR—> IC2 IB1 IC1

Ik<IH rezulta iesirea tiristorului din conductie.
       O fractiune importanta din Ik trebuie extrasa prin P; daca se neglijeaza curentii reziduali reazulta relatii aproximative:

       Structura este in conductie:
- la dezamorsare


- curentul necesar pentru a mentine structura amorsata (in conductie):
       La dezamorsare rezulta


       Relatie ce permite calculul curentului minim necesar a fi extras pentru dezamorsarea structurii:

       Pentru a fi blocat mai usor coeficientul de transfer 2 trebuie sa fie cat mai mare; se realizeaza structuri integrale de GTO cu 2 apartine (0.6÷0.8), 1+2~1 - conditie ce conduce la amorsarea necontrolata.
       Definitia timpilor de comutare (in functie de curentii de grila)

td(tg d) - delay time
tr - rise time (crestere)
tS - spreading time (raspandire)
tf - fall time
tt - timp de revenirets+tf=toff
td+tr=ton

TIRISTORUL MOS (MOS controlled thyristor - MCT)

       Tiristorul MOS este un dispozitiv electronic semiconductor care ofera avantajele GTO, fara sa fie nevoie de conditiile cerute de acesta la blocare. Figura 2.26 reprezinta schematic un tiristor MCT format din doua tranzistoare bipolare si doua tranzistoare MOS.
       Tranzistoarele bipolare Q1 si Q2 modeleaza tiristorul obisnuit. Tranzistorul MOSFET Q4, cu canal n, conectat între baza lui Q1 si catod este folosit pentru aducerea în conductie a MCT. Tranzistorul Q3, cu canal p, conectat între baza lui Q2 si catod, prin comanda sa, realizeaza blocarea MCT. Întrucât tranzistoarele MOSFET sunt complementare, Q4 este în conductie când terminalul G este pozitiv în raport cu catodul, iar Q3 este în conductie când terminalul G este negativ în raport cu catodul. Un model mai simplu pentru MCT este redat în fig. 2.26,b. Dispozitivul electronic intra în conductie printr-un impuls pozitiv aplicat pe G1, iar blocarea se face prin aducerea în conductie a tranzistorului Q3. Structura dispozitivului din figura 2.26,b este detaliata în figura 2.26,c.

Fig. 2.26. Tiristorul MOS: a) modelul cu doua tranzistoare MOS; b) modelul cu un tranzistor MOS; c) structura corespunzatoare figurii b

Caracteristica ID=f(VDS)

a) Schema de functionare b) Caracteristici statice c) Caracteristica de transfer

VDSS - tensiunea de drena de strapungere.
       Punctul de fuctionare trebuie sa fie numai in zona activa. Curentul de drena din zona activa nu depinde de VDS.
       Domenii de utilizare in frecventa

       MOSFET se utilizeaza pentru frecvente mai mari de ordinul zecilor de kHz.
       Avantaje fata de TBP:
§ consum mai mic de putere pentru comanda
§ timpi de comutare egali la aducerea (scoaterea din conductie)
§ conectarea extrem de usoara in paralel

       Disipand mai multa energie rezistenta drena sursa va creste mai mult rezulta scaderea curentului.
IT1~ IT2 datorita faptului ca rezitenta drena sursa depinde in mod direct de temperatura.
       Din punct de vedere al curentului maxim se permite separarea capacitatii echivalente a celor doua tranzistoare si permit evitarea oscilatiilor pe capacitatea de grila.
       Schema echivalenta simpla:

       Observam un tranzistor parazit bipolar in schema MOSFET.
       Schema este:

       Observam ca pentru functionarea sigura a tranzistorului MOSFET este necesar ca tranzistorul bipolar parazit sa ramana permanent blocat. Tranzistorul parazit se poate deschide la o variatie rapida a tensiunii drena sursa. Pentru a preintampina intrarea in conductie a tranzistorului npn ar trebui ca rezistenta corp sursa sa fie cat mai redusa. Rezulta ca zona sursei este formata din insule printre care exista regiuni de tip p.

       Pentru tensiuni de polarizare mai mari rezulta capacitate mai mica, iar pentru tensiuni de polarizare mai mici rezulta capacitate mai mare.
       Circuitele de comanda pentru TBP care sunt cu iesire bipolara in tensiune pot fi folosite si pentru comanda in MOSFET in cazul in care viteza de lucru este suficient de mare la TBP.

I.G.B.T. (Insulated gate bipolar transistor)

       Dispozitivul electronic I.G.B.T. este o structura monolitica integrat ce contine în conexiune Darlington un tranzistor bipolar si unul MOSFET (fig. 2.27). Avantajul unei astfel de structuri consta în comanda simpla a tranzistorului MOSFET si caderea de tensiune redusa, în stare de conductie, pe tranzistorul bipolar. Deoarece tranzistorul MOSFET este cu canal n, iar cel bipolar este de tip pnp, comanda aplicatã pe poartã se raporteazã la colectorul tranzistorului bipolar. Durata intrãrii în conducþie a I.G.B.T. corespunde timpului necesar intrãrii în conductie a tranzistorului bipolar. Blocarea se face într-un timp mai lung decât cel cerut de un tranzistor bipolar, luat separat, pentru cã nu existã o cale rapidã de scoatere a sarcinii stocate în baza tranzistorului bipolar.

Figura 2.27,b ne aratã modul în care scade curentul prin I.G.B.T. la blocare.

Fig. 2.27. a) Tranzistorul I.G.B.T.; b) formele de undã la blocare

       Viteza de anulare a curentului este redusã si este asemãnãtoare cu cea a curentului de colector într-un tranzistor bipolar obisnuit, când baza este deschisã (tranzistorul MOSFET se blocheazã mult înaintea tranzistorului bipolar). Dacã durata de viatã a purtãtorilor minoritari din baza tranzistorului bipolar s-ar reduce, atunci se poate micsora si timpul t₁, reprezentat în fig. 2.27,b.

Redresoare polifazate simpla alternanta (stea) cu diode

       Curentul prin dioda este aproximativ cu curentul prin secundar.


.......


       Singura dioda polarizata direct este D₁; caderea de tensiune pe ea este V_D1. celelalte diode sunt polarizate invers.
       In punctul A V₁ este mare.
       In punctul B tensiunea cea mai mare devine V₂ rezulta dioda D₂ este polarizata direct (in conductie).
       Timpul de conductie al fiecarei diode este T/q—>2/q.
       Spunem ca are loc un fenomen de comutatie cand curentul trece de la o dioda la alta; A,B sunt puncte de comutatie naturala, pentru ca trecerea curentului dintr-o dioda in alta se face prin tensiunea de faza.
       Pentru:
§ q=2 rezulta redresor monofazat cu punct median;
§ q=3 rezulta redresor trifazat in stea;
§ q=6 rezulta redresor hexafazat in stea;
§ q=12 rezulta redresor dodecafazat in stea.

       Tensiunea medie redresata

Ud - valoarea medie a tensiunii redresate;
Ud₀ - valoarea medie ideala a tensiunii redresate.
       Cand conduce D₁ avem:




2/q - vor fi q pulsuri pe perioada;
P - numarul de pulsuri pe perioada.
q=p
       Valoarea efectiva a tensiunii de faza:



       Numim ondulatia tensiunii redresate:


cu ajutorul caruia se alege condensatorul de filtrare.
       Factorul de ondulatie:

       Curentul mediu prin dioda:

       Se alege dioda prin intermediul curentului.
       In cazul ideal presupunem ca I_D este constant.

       Valoarea curentului efectiv in dioda:

       Valoarea efectiva a tensiunii:








       Valoarea efectiva calculata la nivelul tensiuni de iesire:

       Factor de utilizare al infasurarilor reprezinta: puterea activa debitata/puterea aparenta.


       Factorul de utilizare a infasurarii secundare:

       Factor de utilizare a infasurarii primare:

Fp - nu poate fi calculat (depinde de conexiunea transformatorului).
       Exista situatii in care curentul secundar are o componenta continua care poate exista la nivelul primarului sau poate sa nu existe.

       Vom avea doua conexiuni in primar:
§ in triunghi;
§ in stea.
       Daca avem conexiune triunghi in primar, curentii primari se determina din cei secundari cu relatii de forma:

       Daca infasurarea primara este in stea (nu exista curent homopolar) avem:
; se calculeaza inlocuind expresiile curentilor primari.
       Tensiunea inversa maxima pe dioda:
       Pentru q par exista intotdeauna doua faze in opozitie in sistemul de tensiuni:

       Pentru q impar nu exista faze in opozitie:

Redresorul monofazat cu punct median

       Tesiunea medie ideala:

       Factorul de ondulatie:

       Valoarea medie a curentului:




       D₁ conduce: i_S1=I_d rezulta
i_S2=0

       D₂ conduce: i_S1=0 rezulta
i_S2=I_d

Redresorul trifazat in stea

       Curentul prin primar este cand conduce D₁.
       Curentul prin linie (la infasurarea in triunghi) este:

q - numarul de faze;
p - numarul de pulsuri.
       Intre:
§ A si B dioda D₁ este polarizata direct
§ B si C dioda D₂ este polarizata direct
§ C si D dioda D₃ este polarizata direct
q=3 rezulta q=p
p=3










       D₁ conduce:





       D₂ conduce:








       Determinarea valorii si formei de unda pentru un trasformator in triunghi
       Factorii de putere

       Factorul de putere pentru secundar:

       Factorul de putere pentru primar:


       Infasurarea primara in triunghi:



       D₁ conduce:



       D₂ conduce:



       D₃ conduce:

Redresorul hexafazat in stea

       Primarul este in triunghi:



       D₁ conduce:





       D₂ conduce:





       D₃ conduce:





       D₄ conduce:









       Factor de utilizare al infasurarii primare:

       Infasurarea in triunghi:


       D₁ conduce:

       D₂ conduce:

       D₃ conduce:

       D₄ conduce:



       Cand primarul este in stea, datorita faptului ca in primar nu poate exista o componenta homopolara expresia curentilor primari difera:


       D₁ conduce:

       D₂ conduce:

       D₃ conduce:

       D₄ conduce:

       Determinam valoarea efectiva a curentului primar cand avem conexiunea in stea:



       Diodele din cele doua parti conduc alternativ; cele doua redresoare trifazate conectate in secundar se blocheaza reciproc alternativ. Daca intre bornele pozitive a celor doua redresoare se conecteaza o bobina se poate ajunge la o decuplare a bornelor pozitive astfel incat cele doua redresoare sa functioneze independent.
       Reprezentam un redresor hexafazat ca tensiune de iesire, dar ca functionare sunt doua redresoare trifazate in stea ca functionare separat (fiecare dioda conduce T/3).

Comutatia. Calculul unghiului de comutatie.

       Comutatia curentului in cadrul redresorului:

       Numim comutatie fenomenul de trecere a curentului dintr-un dispozitiv semiconductor intr-altul.
       Suma caderilor de tensiune intr-un redresor este: DU= D₁Ud+ D₂Ud+ D₃Ud.
D₁Ud - cadere de tensiune datorita comutatiei;
D₂Ud - cadere de tensiune rezistiva;
D₃Ud - cadere de tensiune pe dispozitivul semiconductor.

       Comutatia curentului intre doua diode:

       Spunem ca atât timp cat D₁si D₂ conduc impreuna ne aflam pe durata unghiului de comutatie sau a unghiului de suprapunere la comutatie.

       Pentru situatia b):



       Caderea de tensiune inductiva:










, pentru ,


,


       Calculul unghiului de suprapunere la comutatie:

µ va fi cu atat mai mare cu cat Id este mai mare, este mare si inductivitatea din circuitul care comuta este mai mare.
Lc - inductivitatea infasurarii secundare a transformatorului
- este fixat, Id este fixat.
µ~10⁰ - valoarea ideala.

Calculul caderilor de tensiune si a randamentului redresoarelor

DU= D₁Ud+ D₂Ud+ D₃Ud
       Caderea de tensiune datorata comutatiei D₁Ud (tensiunea inductiva):


,
, - variatia curentului intre cele doua limite.
       Caderea de tensiune datorita rezistentelor:
D₂Ud=Rd·Id
Rd - rezistenta echivalenta a ansamblului;
,
P_j - puterea pierduta;
q_s - numarul de faze secundare;
q_p - numarul de faze primare;
q_l - numarul de conductoare de linie;
r_s - rezistenta infasurarii secundare pe faza;
r_p- rezistenta infasurarii primare pe faza;
r_l - rezistenta pe faza a liniei de alimentare;
I_s - valoarea efectiva a curentului secundar pe faza;
I_p - valoarea efectiva a curentului primar pe faza;
I_s - valoarea efectiva a curentului de linie;
       Pentru redresorul monofazat cu punct median (q=2):
q_s=2, q_p=1, q_l=1




       Pentru redresorul trifazat in stea:
q_s = q_p=s

, pentru stea.
, pentru triunghi.

       Caderea de tensiune pe dispozitivul semiconductor:
D_sUd=n×UD
n - numarul de dispozitive semiconductoare in serie;
U_D - cadere de tensiune pe un dispozitiv in conductie.
       Randamentul redresorului:

Ud=Ud₀-DU
Ud₀ - tensiunea medie redresata;
Ud×Id - puterea extrasa;
P_Fe - pierderi in fier;
P_j - pierderi in infasurarea transformatorului;
P_D - pierderi pe diode: PD= n×Ud×Id

Redresoare polifazate in punte (q fazat in punte cu diode)

       Redresor q fazat in punte cu sursa in stea:

       Indicele de pulsatie p: reprezinta numarul de pulsuri pe perioada:
§ q par (redresor monofazat in punte) - exista intotdeauna doua faze in opozitie (puncte de comutatie simultane in opozitie).
       Rezulta p=q, unde q reprezinta numarul de faze;
§ q impar (nu coincid punctele de comutatie a redresorului conectat la + cu cel conectat la -)
       Rezulta p=2q, unde q reprezinta numarul de faze.
       Tensiunea inversa maxima este:
, pentru q par
, pentru q impar
       Fiecare dioda conduce un timp egal cu T/q (pentru redresor monofazat in punte).


       Valoarea efectiva a curentului secundar:

       Factorul de utilizare al infasurari secundare:

Redresorul monofazat in punte

p=q=2 (par);
       Valoarea efectiva a tensiunii:




       Factor de utilizare al infasurarii secundare:

       Factor de utilizare al infasurarii primare:

Redresorul trifazat in punte cu sursa in stea

impar
pulsuri pe perioada




       D1, D2` conduce:







       D1, D3` conduce:







       D2, D3` conduc:







       Aprecierea valorilor curentilor primari:

       Redresorul hexafazat in punte:
1. puntea ar avea sase pulsuri pe perioada (nu imbunatateste tensiunea);
2. factorii de utilizare ai infasurarii sunt mai mici.

Redresorul q fazat in punte cu sursa in poligon

V1` - defazat inainte fata de V1 cu




.
.
.


       Pentru redresor in punte cu sursa in stea:

       Pentru redresor in punte cu sursa in poligon:

       Deci:

p=q atunci cand q este par

p=2q pentru q impar

       Pentru q par:

       Pentru q impar:




       Pentru dioda:
q par curentul care intra prin borna N se imparte in doua parti egale pentru ca q/2 faze sunt pozitive si q/2 faze sunt negative.

       Factor de utilizare a infasurarii secundare:
nu depinde de q
q impar: prin sistemul q fazat curentul circula prin (q+1)/2 faze si (q-1)/2 faze in sens opus.
(q+1)/2 faze au tensiuni pozitive si (q-1)/2 au tensiuni negative.
(q+1)/2 faze sunt parcurse de (q-1)× |Id |/2q
(q-1)/2 faze sunt parcurse de (q+1)× |Id |/2q
       Pe parcursul unei perioade T printr-o faza curentul de forma (q-1)× |Id |/2q, circula pentru q+1 intervale si curentul (q+1)× |Id |/2q circula pentru q-1 intrevale. Adica:
q+1+q-1=2q

       Factorul de utilizare al infasurarilor secundare se modifica:

       Pentru q=3: FSmax~0.9
       Pentru q= : FSmax—>0.9

       Redresorul trifazat cu secundarul in triunghi

Redresoare comandate cu dioda de nul (D0)

e_s - nu mai contribuie la polarizarea tiristorului care a fost in conductie rezulta ca tiristoarele nu mai sunt polarizate suplimentar; tiristoarele nu vor putea fi comandate la unghiuri mai mari de 90^o electrice rezulta ca nu poate ajunge in regim de invertor (nu recupereaza energia spre retea).
       Redresorul functioneaza in regim de curent intrerupt, iar sarcina in regim de curent continuu.

U_d - tensiunea medie redresata






       Redresorul format dintr-un tiristor si o dioda:

       Alte cazuri particulare de redresor cu dioda de nul:
q=3 - redresorul trifazat in stea cu dioda de nul D₀:

q=6 - redresorul hexafazat in stea cu dioda de nul D₀:

       Concluzie:
       Adaugarea unei diode de nul la un redresor comandat conduce la modificarea tensiunii acestuia in sens crescator si redresorul nu mai poate fi comandat la un unghi >90^o electrice, deci nu mai poate fi recuperata energia de pe sarcina chiar daca aceasta sarcina are caracter activ.

Redresoare comandate si semicomandate in punte

       Redresorul comandat in punte

T₃ T₂` - conduce 2/6
T<sub>1</sub> T<sub>2</sub>` - conduce 2/6
T₁ T₃` - conduce 2/6
T<sub>2</sub> T<sub>3</sub>` - conduce 2/6
T₂ T₁` - conduce 2/6
T<sub>3</sub> T<sub>1</sub>` - conduce 2/6

       Un tiristor conduce 2×2/6=2/3.
T=2 - perioada.
       Datorita faptului ca pe durata conductiei unui tiristor, la jumatatea intervalului de conductie are loc un fenomen de comutatie (conductia se comuta de pe T₂` pe T<sub>3</sub>) exista posibilitatea ca si celalalt tiristor implicat in conductie (T<sub>1</sub>) sa iasa din conductie datorita scaderii curentului sub valoarea de automentinere; odata cu aducerea in conductie a lui T<sub>3</sub>`, trebuie comandat din nou T₁.


       Cazuri particulare:
       Pentru q=2 rezulta ca valoarea tensiunii medii redresate:

       Redresorul semicomandat (jumatate din numarul tiristoarelor va fi inlocuit cu diode).
       § Redresor fara dioda de nul:

       § Redresor cu dioda de nul:

       Redresorul trifazat:

U_M0 - pentru tiristor; U_N0 - pentru dioda




       Caracteristica de comanda comparativa intre diverse tipuri de redresoare:

Functionarea redresoarelor comandate cu sarcina RL

- este unghiul de defazaj

Q - factor de calitate

i₀ - necunoscuta;


se inlocuieste i₀ in expresia lui i_d.

       § Daca dorim sa asiguram un regim de c.c. pentru o sarcina se procedeaza prin: calcularea valorii minime a lui L care asigura o valoare minima a lui i₀0.
       § Daca vom schimba motorul este de presupus ca va trebui inlocuita si inductivitatea suplimentara de pe sarcina astfel incat curentul sa ramana continuu.